接收機與ADC的矛盾與統(tǒng)一

接收機的主要作用是把搭載在載波上的信號盡可能的無失真，無干擾的提取出來，不管是什么架構(gòu)，最終一步都需要經(jīng)過ADC進(jìn)行模擬信號數(shù)字化提取。

而射頻架構(gòu)的區(qū)別在于,ADC拿一個什么樣信號在處理。

超外差架構(gòu)，給ADC提供了一個頻率低，干擾少，動態(tài)范圍大的信號。

零中頻架構(gòu)，給ADC提供一個帶寬窄，雜散少的信號。

直接采樣架構(gòu)，ADC從射頻端直接采樣，ADC得到一個高帶寬，低延遲的信號。

從設(shè)計處理的角度來說，接收機射頻前端為ADC服務(wù)。設(shè)計接收機在于ADC想得到一個什么樣的信號或者說想處理一個什么樣能力的信號。其他的都是屬于ADC采樣后算法能力范圍內(nèi)的折中。

說白了就是ADC采樣后的能力夠了，射頻前端怎么省功耗，怎么省成本怎么來。ADC的能力不夠，前端補齊。

1.接收機的噪聲系數(shù)和ADC的噪聲系數(shù)

接收機的靈敏度計算公式如下

一個接收機定下了接收靈敏度，也就定下了接收機的最小噪聲系數(shù)是多少

那么ADC的噪聲系數(shù)對接收機的噪聲系數(shù)有什么影響呢？

從噪聲系數(shù)的角度來理解，首先ADC的噪聲系數(shù)可以有以下推導(dǎo)過程

假設(shè)ADC的輸入的最大信號為v(t) = V0 sin 2πft

那么滿量程功率為P=（V0 /√2）2/R=V0 2/2R

那么功率用dBm表示即為P（dBm）=10log（V0 2/2R）+30

計算ADC的噪聲需要利用ADC的SNR來計算，可以得到ADC噪聲電平

SNR=20log（VFS/Vnoise）那么Vnoise=Vfs*10-SNR/20

噪聲因子F等于信號的功率除以噪聲的N=KBT

F=(Vnoise)2/KBTR=（VFS*10-SNR/20）2/KBTR=(VFS2/R)*10-SNR/10*(1/KBT)

NF=10log（F）=PFS-SNR+174-10logB

假設(shè)一個16為的ADC，它的SNR為84dB，輸入的電壓的峰峰值為3V，采樣率為80Mbps，按照采樣帶寬遵循第一奈奎斯特準(zhǔn)則，帶寬為40MHz

那么這個ADC的NF=10log(1.52/100)+30-84+174-10log(40*10^6)

=13.5-84+174-66=37.5dB

一般情況下，假設(shè)一個接收機的NF是4dB，從接收機噪聲系數(shù)的角度來設(shè)計，假設(shè)射頻前端的噪聲系數(shù)是3.5，那么ADC折合到系統(tǒng)中的噪聲系數(shù)貢獻(xiàn)只能有0.5dB

根據(jù)噪聲系數(shù)級聯(lián)公式，通過仿真可知，射頻前端的增益至少要40dB，才能滿足系統(tǒng)噪聲系數(shù)小于4dB的要求。

所以一個接收機系統(tǒng)的最小增益從ADC噪聲系數(shù)的角度來計算取決于ADC的噪聲系數(shù)和接收機的靈敏度。

當(dāng)然如果從ADC的動態(tài)范圍的角度也可以計算出最小增益是多少，這里我們就不展開講了。

上文根據(jù)ADC的噪聲系數(shù)可以推出接收機的最小增益

但是根據(jù)IIP3的級聯(lián)公式可知，增益越大，IIP3越小，IIP3越小意味著接收機容易產(chǎn)生互調(diào)干擾，最終影響ADC的動態(tài)范圍能力。

所以，射頻工程師面臨著平衡動態(tài)范圍與噪聲系數(shù)的兩難的矛盾。

成為一個射頻工程師不難，難在如果做好，如何兼顧所有的指標(biāo)設(shè)計。

祝好。

另：我開了一個射頻課程培訓(xùn)，主講通信的射頻收發(fā)系統(tǒng)的指標(biāo)設(shè)計和分解，課程一共13課時，每課時一個半小時左右，從指標(biāo)出發(fā)，講解器件和指標(biāo)之間的關(guān)聯(lián)度，指標(biāo)如何設(shè)計，器件如何選型，問題如何排查。

上課后的收獲：

這個課程是一個由點及面的講解，相信很多工程師都存在的一個問題就是，不明白器件和系統(tǒng)的指標(biāo)是什么關(guān)系，為什么器件會這么選擇，上完這個課程就會對系統(tǒng)的指標(biāo)有個全面的了解，幫助你跨越停止在單個器件的障礙。

適合對象：

剛畢業(yè)的射頻工程師，F(xiàn)AE，工作幾年一直停留在單個器件的工程師，對射頻系統(tǒng)感興趣的工程師。

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