實(shí)用技巧分享：為特定的模擬開關(guān)構(gòu)建宏模型

如果我的模擬設(shè)計(jì)中包含開關(guān)和多路復(fù)用器，那么還能改進(jìn)開關(guān)/多路復(fù)用器LTspice?模型嗎？當(dāng)然能，要生成自己的模型并不困難。本文將以工程師角度為您詳細(xì)介紹如何為特定的模擬開關(guān)構(gòu)建不錯(cuò)的宏模型，以及如何獲取參數(shù)，為實(shí)現(xiàn)物理器件的多個(gè)不同的半導(dǎo)體工藝提供支持。

我在測(cè)試電路之后，發(fā)現(xiàn)實(shí)際電路與其設(shè)計(jì)圖之間存在很多差異，電路的動(dòng)態(tài)特性有點(diǎn)出乎意料，其噪聲水平超出要求很多。我需要用仿真器來仿真該電路才能完全理解。

此電路中用到了模擬開關(guān)和運(yùn)算放大器。采用的運(yùn)算放大器已有完善的宏模型，但是模擬開關(guān)宏模型采用的并不是常見類型。開關(guān)宏模型文件的標(biāo)題已經(jīng)指出，模型參數(shù)僅對(duì)特定電源和溫度有效。嗯，您可能不知道：我的電路的運(yùn)行條件與電路模型不一樣。關(guān)于模擬開關(guān)，它們太過通用，所以一個(gè)特定參數(shù)模型是不夠的。現(xiàn)有的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)模型提供了一個(gè)不錯(cuò)的起點(diǎn)，但是涉及到模擬性能領(lǐng)域時(shí)，您可能需要采用新宏模型方法來提高仿真水平。

當(dāng)我開始研究ADI和其他IC公司提供的多種模擬開關(guān)宏模型時(shí)，我發(fā)現(xiàn)這些宏模型建模時(shí)都沒有考慮與電源或溫度的相關(guān)性。所以，我必須自行構(gòu)建宏模型。

構(gòu)建期間，我認(rèn)為應(yīng)由使用最簡(jiǎn)單的器件模型的模擬開關(guān)中的所有晶體管來提供要仿真的所有行為，但是連接控制引腳和MOS柵級(jí)的接口應(yīng)是最簡(jiǎn)單的行為元件。這些都通過使用LTspice仿真器完成，只要將LTspice行為器件轉(zhuǎn)化為類似SPICE的多項(xiàng)式函數(shù)，這些代碼也可以在其他仿真器上使用。我們會(huì)按照特定的順序進(jìn)行仿真。

確定導(dǎo)通電阻的LTspice模型參數(shù)

我們將使用最簡(jiǎn)單的模型來仿真實(shí)際的MOS器件。為了針對(duì)導(dǎo)通電阻建模，我們將使用：

W/L，寬度(W)/MOS器件的長(zhǎng)度(L)。W/L表示器件的尺寸或相對(duì)強(qiáng)度。

VTO, 閾值電壓；gamma(γ)，利用器件的反饋偏壓來更改VTO 。反饋偏壓是開啟器件和其主體電壓之間的壓差；主體一般連接到開關(guān)中PMOS的正電源和NMOS的負(fù)電源。

KP,在模型中，也被稱為K’或K-prime。這個(gè)參數(shù)模擬工藝的強(qiáng)度，乘以W/L之后，用于調(diào)整MOS電流。在給定的工藝中，NMOS的 KP一般為PMOS的約2.5倍。

RD, 器件漏極的寄生電阻。

不同的MOS工藝采用不同的內(nèi)部參數(shù)。表1匯總了常見的CMOS工藝、其特性以及和導(dǎo)通電阻相關(guān)的內(nèi)部參數(shù)估算值。

表1. 典型半導(dǎo)體工藝參數(shù)

來看一下圖1中我們想要再現(xiàn)的ADG333A RON曲線。

圖1. RON與VD(VS)呈函數(shù)關(guān)系（雙電源）。

在這個(gè)和其他模擬開關(guān)中，我們發(fā)現(xiàn)一個(gè)普遍趨勢(shì)：更高的電源電壓會(huì)降低導(dǎo)通電阻。對(duì)開關(guān)MOS柵級(jí)施加更高電壓時(shí)，導(dǎo)通電阻會(huì)降低。我們也發(fā)現(xiàn)導(dǎo)通電阻會(huì)隨輸入模擬信號(hào)電平發(fā)生明顯變化。在N區(qū)中，開關(guān)中的NMOS晶體管完全開啟，且當(dāng)模擬電壓高于負(fù)電源軌時(shí)，PMOS晶體管開啟，有助于降低總體導(dǎo)通電阻。區(qū)域N的轉(zhuǎn)折點(diǎn)大致在高于負(fù)電源的 PMOS VTO處。

同樣，在區(qū)域P中，開關(guān)的PMOS器件完全開啟時(shí)，大致在低于正電源的 NMOS VTO，NMOS器件開始協(xié)助PMOS晶體管。

區(qū)域M在區(qū)域N和P中間，NMOS和PMOS并行作用，但彼此之間的導(dǎo)通電阻存在差異，具體由電源軌內(nèi)的模擬信號(hào)電平?jīng)Q定。

要啟動(dòng)曲線擬合流程，我們先要估算每個(gè)晶體管的尺寸。低壓曲線能夠?yàn)榫w管RDS,ON提供最佳曲線擬合。在區(qū)域N中，在模擬信號(hào)位于負(fù)電源電壓范圍內(nèi)時(shí)，PMOS器件關(guān)閉，部件的 RON相當(dāng)于NMOS晶體管的RON 。其中

我們使用40V NMOS典型工藝值，按照?qǐng)D1中的曲線設(shè)置 RDS,ON=38Ω，使用給定的工藝數(shù)值，發(fā)現(xiàn)WNMOS=2μA/(38Ω×(11×10–6μA/V2)×(10V–0.7V))=514μm。PMOS開關(guān)在上方曲線上的導(dǎo)通電阻為47Ω，寬度為936μm。

我使用圖2中的LTspice測(cè)試電路。注意，參數(shù)RDN和RDP、寄生漏極電阻都是中等值。我最開始使用的值為1μ，這導(dǎo)致仿真器收斂變慢。RDN值為1時(shí)，仿真速度正常。添加RCONVERGENCE會(huì)為開關(guān)節(jié)點(diǎn)提供可收斂的電導(dǎo)，從而改善仿真器噪聲和速度。我測(cè)試了一個(gè)浮動(dòng)電流源，用于測(cè)量導(dǎo)通電阻。

圖2. 導(dǎo)通電阻測(cè)試電路。

圖3顯示了多種電源供電條件下的仿真結(jié)果。

圖3. 采用初始模型值的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。

這個(gè)開端相當(dāng)不錯(cuò)。低壓端在VS=30V時(shí)，仿真的扭結(jié)點(diǎn)為3.6V，在數(shù)據(jù)手冊(cè)中為2.7V。從中可以看出，我們應(yīng)該降低PMOS VTO，但0.9V實(shí)際上已經(jīng)是最小值。最好是可以調(diào)節(jié)PMOS的gamma，但這只是猜測(cè)。

接近最大電源時(shí)的扭結(jié)點(diǎn)為低于30V電源軌2.5V，在數(shù)據(jù)手冊(cè)中應(yīng)為~1V。各種gamma值會(huì)放大來自電軌的扭結(jié)電壓；我們會(huì)將NMOSVTO設(shè)置為1V，將其gamma設(shè)置為0。gamma為0有些出乎意料，但我們只是嘗試進(jìn)行曲線擬合。圖4所示為PMOS的gamma在幾種電源值條件下步進(jìn)變化時(shí)，得到的仿真結(jié)果。我們主要研究一下30V曲線，與較低電源相比，它最大化了gamma的影響。

圖4. gamma-p不同時(shí)的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。

根據(jù)階梯曲線，我們選擇PMOSgamma=0.4。

關(guān)于RON，可以看出，10V曲線可以表示電源極端（限值）時(shí)對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線，但對(duì)于20V和30V曲線，仿真產(chǎn)生的RON過低。在負(fù)電源極端，RONs= RDS,ON(NMOS)+RD(NMOS)，在正電源極端，RONs=RDSON(PMOS)+RD(PMOS)。對(duì)于高壓電源，RD參數(shù)比W/L更重要，對(duì)于低壓電源，W/L起決定作用。我們?cè)诖藭?huì)使用兩個(gè)變量；這非常費(fèi)時(shí)費(fèi)力。我們將假設(shè)RON隨電源變化，這是因?yàn)闀?huì)對(duì)NMOS實(shí)施不同程度的增強(qiáng)，但是，RD值不會(huì)隨電源電壓變化（好吧，在漏極漂移中，它可能會(huì)變化，但是我們還是讓問題保持簡(jiǎn)單一些）。如果我們注意到數(shù)據(jù)手冊(cè)中RON在10V和30V電源之間的差異(11.4Ω)，我們可以與上方僅采用WN（開關(guān)中NMOS的寬度）的曲線比較。在仿真中對(duì)WN實(shí)施一定的迭代之后，很明顯可以看出我們需要WN=1170μm才能獲得所需的ΔRON，明顯高于最初的猜測(cè)值。圖5顯示了我們當(dāng)前的結(jié)果。

圖5. WN 確定時(shí)的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。

雖然NMOS的RON具備正確的電源靈敏度，在0V時(shí)，曲線的值仍然過低，我們必須增加固定RDN。在增加和迭代RDN之后，我們獲得了最佳值，即RDN=22Ω，對(duì)應(yīng)曲線如圖6所示。

圖6.RDN 確定時(shí)的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。

然后，我們確定WP（開關(guān)中PMOS的寬度），以仿真最大電壓下的RON，得到WP=1700μm,，也遠(yuǎn)高于最初的猜測(cè)值。將RDP也設(shè)置為22Ω，我們獲得了圖7所示的最終RON曲線。

WP和RDP確定時(shí)的導(dǎo)通電阻仿真結(jié)果。

一致性非常不錯(cuò)；只有幾個(gè)特性和數(shù)據(jù)手冊(cè)不同。一是轉(zhuǎn)折點(diǎn)在數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線中非常平緩，在仿真中則相當(dāng)尖銳。這可能是因?yàn)槭褂玫暮?jiǎn)單MOS模型不支持亞閾值導(dǎo)電性，且仿真器件在與電源軌相差VTO時(shí)會(huì)真正關(guān)閉。實(shí)際器件在VTO時(shí)不會(huì)關(guān)閉，而是平緩地降低該電壓下的電流。

另一個(gè)錯(cuò)誤在30V曲線中非常明顯。與數(shù)據(jù)手冊(cè)相比，RON在中等電壓下要低15%。這可能是因?yàn)槁O漂移區(qū)域的JFET效應(yīng)，這個(gè)效應(yīng)也沒有在模型中仿真出來。

至于溫度，相對(duì)比較符合，但符合程度不是很高，具體參見圖8。

圖8. 各種溫度下的導(dǎo)通電阻仿真和數(shù)據(jù)手冊(cè)結(jié)果。

仿真結(jié)果與溫度相關(guān)，但溫度相關(guān)性不如數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線高。在仿真模型中，RD沒有溫度系數(shù)。RDS可以通過外部電阻和正確的溫度系數(shù)模擬，但為了保持簡(jiǎn)單性，我們不予考慮。

獲取電荷注入的LTspice模型參數(shù)

當(dāng)MOS晶體管關(guān)閉時(shí)，通道中的電荷必須去往某處，所以會(huì)從漏極和源極端逸出。模擬開關(guān)關(guān)閉時(shí)，電荷也會(huì)外泄，這被稱為電荷注入。常用的測(cè)量方法是：在開啟的開關(guān)的一端設(shè)置固定電壓，在另一端設(shè)置大電容。關(guān)閉時(shí)，電容會(huì)捕捉電荷，并發(fā)生小電壓階躍?，F(xiàn)在，我們?cè)贛OS模型中添加?xùn)偶?jí)氧化層厚度TOX=1×10–7（柵級(jí)電容是最大的電荷注入源）。仿真設(shè)置如圖9所示。

圖9. 電荷注入仿真設(shè)置。

數(shù)據(jù)手冊(cè)電荷注入測(cè)試電路在開關(guān)的D端設(shè)置電壓源，在開關(guān)的S端設(shè)置電容Cl。開關(guān)晶體管關(guān)閉時(shí)，Cl被隔離，通過開關(guān)集成注入其中的電荷。在這種情況下，VD波形在電源為30V時(shí)保持在24V，如圖10所示。

圖10. 電荷注入仿真波形。

注入的電荷是V(S)和V(D)之間的電壓跳變乘以10nF保持電容。我們可以在電源電壓范圍內(nèi)實(shí)施開關(guān)電壓VD階躍，并且使用.meas語句來捕捉各個(gè)電壓下的電荷注入值。圖11顯示了數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線結(jié)果和仿真結(jié)果。

圖11. 電荷注入數(shù)據(jù)手冊(cè)和仿真波形。

我們簡(jiǎn)單的MOS模型不能很好地模擬數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線波形，但在數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線中，峰值電荷注入值為32pC，在仿真中為31pC。讓人意外的是，這兩個(gè)值非常接近，如果有必要，我們可以調(diào)節(jié)TOX來完善仿真結(jié)果。

兩個(gè)曲線之間存在偏移，我們可以使用CCHARGE_INJECTION來進(jìn)行補(bǔ)償。使用某些值調(diào)整后，我們選擇最優(yōu)值CCHARGE_INJECTION=0.28pF。如果需要反向極性偏移， CCHARGE_INJECTION會(huì)重新連接至PMOS_on_when_low節(jié)點(diǎn)。

調(diào)節(jié)電容CCHARGE_INJECTION是一種使電荷注入與模擬電壓的關(guān)系仿真曲線偏移的簡(jiǎn)便方法。如果仿真的峰值注入值太小，怎么辦？嗯，大部分電荷注入會(huì)產(chǎn)生開關(guān)的柵級(jí)電壓擺動(dòng)，通過開關(guān)晶體管的柵級(jí)通道電容發(fā)送電荷。如果仿真的注入太少，我們可以直接增加一個(gè)或兩個(gè)柵級(jí)面積。為此，我們需要按同樣的系數(shù)提高開關(guān)器件的參數(shù)值L和W，且要保證不改變?cè)O(shè)置導(dǎo)通電阻的W/L比。相比使用CCHARGE_INJECTION，我們會(huì)選擇增加NMOS W和L。

或者，我們可以調(diào)節(jié)每個(gè)器件的TOX，以獲得更好的電荷注入關(guān)聯(lián)結(jié)果。這實(shí)際上不可行，但是，我們這只是仿真。在我們使用的簡(jiǎn)單模型中，TOX不會(huì)影響到其他仿真參數(shù)。

獲取電容的LTspice模型參數(shù)

在已經(jīng)設(shè)置參數(shù)，以獲得出色的RON和電荷注入仿真結(jié)果的情況下，我們現(xiàn)在可以仿真S和D端電容。

重要的一點(diǎn)是，高壓MOS開關(guān)的漏極和源極區(qū)都必須具有偏移區(qū)。對(duì)于開關(guān)，您無法區(qū)分源極和漏極之間的功能差異，但是漏極和源極的體電勢(shì)都需要用到各自的偏移區(qū)。對(duì)于中等電壓軟擴(kuò)散，這也是正確的，但在低壓MOS中，這不合理。我們已將漏極和源極中存在的偏移區(qū)電阻匯總到RD，在飽和情況下，這對(duì)開關(guān)有效，對(duì)晶體管則無效。

圖12顯示了仿真設(shè)置。

在LTspice中，您可以按一種頻率運(yùn)行.ac（使用.ac中列出的選項(xiàng)），但也只能提供一種頻率參數(shù)（此情況下為1MHz）。然后，在整個(gè)電源范圍內(nèi)運(yùn)行.step VSOURCEdc電壓，以獲取電容與電壓范圍的關(guān)系曲線。

關(guān)閉的開關(guān)器件的D端保持中等電壓。S端（此處對(duì)源極重命名以防與VS混淆）由直流值范圍在0V至VS內(nèi)、交流驅(qū)動(dòng)電壓為1V的電壓源驅(qū)動(dòng)。電容計(jì)算公式為I(VSOURCE)/(2×π×1MHz×1V)。邏輯驅(qū)動(dòng)V1變更為0V，以關(guān)閉晶體管。

在模型說明中，漏極電容和源極電容分別為CBD和CBS。模型中包含內(nèi)置默認(rèn)集中度、內(nèi)置電壓和指數(shù)，使CBD和CBS電壓可變。因?yàn)樗鼈兪菍?duì)稱的，所以漏極和源極電容可能相等。此外，由于PMOS的寬度與NMOS不同，CBD,NMOS/CBD,PMOS=CBS,NMOS/CBS,PMOS≡WN/WP的比率會(huì)在導(dǎo)通電阻模型中確定。圖13顯示了仿真結(jié)果。

圖13. VS = 12 V（左側(cè)）和30 V（右側(cè)）下的關(guān)閉電容和直流電壓關(guān)系曲線。

顯示的結(jié)果是I(VSOURCE)/(2×π×1MHz), 這表示電容。LTspice不知道這個(gè)值的含義，因而顯示pA而不是pF。

遺憾的是，我們沒有數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線來進(jìn)行比較。從數(shù)據(jù)手冊(cè)的規(guī)格表中可以看出，電容（可能是在中等電壓下，數(shù)據(jù)手冊(cè)中沒有指明）在30V電源電壓下一般為7pF，在12V電源電壓下為12pF。我通過調(diào)節(jié)CB， 獲取30V電壓下的7pF曲線，但在12V電壓下只能仿真10pF曲線。調(diào)節(jié)內(nèi)部電勢(shì)和電容公式指數(shù)后，使用的模型便無法再改善12V/30V符合性。

圖14顯示了開啟狀態(tài)的電容仿真設(shè)置。

圖14. 開啟狀態(tài)的電容測(cè)試仿真設(shè)置。

從中可以看出，完整的單刀雙擲開關(guān)的右側(cè)開關(guān)已經(jīng)開啟，左側(cè)開關(guān)關(guān)閉，并連接至Vs/2源。左側(cè)開關(guān)的右半部電容和右側(cè)開關(guān)的總電容，以及D和S端存在的寄生電容并聯(lián)，由V_s源的1MHz測(cè)試信號(hào)驅(qū)動(dòng)，后者的直流電平從接地階躍至Vs。圖15顯示了其仿真結(jié)果。

圖15.VS=12 V（左側(cè)）和30V（右側(cè)）下的開啟電容和直流電壓關(guān)系曲線。

仿真得出的值是29.5pF和21.4pF，數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的值是26pF和25pF?？紤]到電路板布局電容的變化，我們認(rèn)為這些值已經(jīng)非常接近。

漏電流

數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線顯示25°C時(shí)與電壓相關(guān)的pA級(jí)漏電流，但數(shù)據(jù)手冊(cè)規(guī)格只能保證幾百pA。我受25°C下曲線結(jié)果的影響更大。對(duì)于此器件，沒有正確把握小漏電流的重要性，所以無法保證測(cè)試結(jié)果?？陀^地說，測(cè)量一個(gè)pA級(jí)漏電流需要大量的設(shè)計(jì)開發(fā)工作和較長(zhǎng)測(cè)試時(shí)間。

在85°C下，可保證測(cè)出幾nA（可以有效測(cè)量），典型值則在幾百pA范圍內(nèi)。我認(rèn)為這些典型值相當(dāng)準(zhǔn)確。

漏電流屬于產(chǎn)品缺陷；不存在嚴(yán)格的統(tǒng)計(jì)數(shù)據(jù)，且隨溫度變化很大。這不是我們?cè)O(shè)計(jì)要達(dá)到的規(guī)格，相反，這個(gè)數(shù)值會(huì)干擾與之連接的電路。在宏模型中使用時(shí)，適當(dāng)幅度的泄漏會(huì)仿真為電路缺陷，對(duì)于設(shè)計(jì)人員來說，是不錯(cuò)的警示。在85°C下，我為開啟狀態(tài)開關(guān)選擇1nA目標(biāo)測(cè)試值。

我們的模型顯示沒有超過RCONVERGENCE和GMIN電流的漏電流。GMIN是仿真器置于結(jié)之間，用于協(xié)助收斂的電阻。其電導(dǎo)系數(shù)通常為1×10–12但在電源電壓為30V時(shí)，得出的值可能是30pA電流的幾倍，遠(yuǎn)高于測(cè)試需求。在仿真的一系列選項(xiàng)中GMIN會(huì)降低至1×10–15，RCONVERGENCE上升至1×1015。

這些泄漏大部分可能實(shí)際來源于連接至每個(gè)引腳的靜電放電(ESD)保護(hù)二極管。我們會(huì)將這一點(diǎn)納入圖16的仿真設(shè)置中。

圖16. 泄漏測(cè)試仿真設(shè)置。

調(diào)節(jié)了二極管模型中的ls后，我們獲得了泄漏電流與溫度關(guān)系曲線，如圖17所示。

圖17. 溫度范圍內(nèi)泄漏測(cè)試仿真結(jié)果。

邏輯接口和柵級(jí)驅(qū)動(dòng)器

單純的行為邏輯-柵級(jí)驅(qū)動(dòng)電路如圖18所示。

圖18. 行為邏輯-柵級(jí)接口。

外部邏輯輸入位于圖18左側(cè)的輸入端。它是理想跨導(dǎo)Glogic_thresholda的輸入，具有分段線性傳輸函數(shù)。對(duì)于低于1.37V的邏輯輸入，邏輯節(jié)點(diǎn)下的輸出為0V；對(duì)于高于1.43V的輸入，邏輯輸出為1V；在1.37V和1.43V之間時(shí)，邏輯輸出呈線性從0V過渡到1V。Glogic_thresholda因此會(huì)忽略電源差異，提供1.4V輸入閾值。

Cdelaya會(huì)在瞬間減慢邏輯節(jié)點(diǎn)的速度，所以我們能從中截取一些時(shí)間點(diǎn)。為了制作比較器，我們?cè)俅问褂每鐚?dǎo)，此時(shí)Gbreakbeforemakena的輸出再次從0V過渡到1V，但是閾值的擺幅略高于0.5V。從圖19中可以看出，

圖19. 先開后合式時(shí)序。

傾斜的動(dòng)作電壓為0.52V和0.57V，而不是0.5V，這使得從1V下降的指數(shù)信號(hào)的關(guān)斷速度比從0V上升的指數(shù)信號(hào)的關(guān)斷速度更快。

全柵級(jí)驅(qū)動(dòng)電壓由B_non和B_pon行為電流源產(chǎn)生。當(dāng)節(jié)點(diǎn)n_breakbeforemakena>0.5V時(shí)，B_nona產(chǎn)生VDD/1000電流，節(jié)點(diǎn)nona的電壓在加載1000Ω電阻時(shí)達(dá)到VDD。當(dāng)節(jié)點(diǎn)n_breakbeforemakena<0.5V時(shí)，節(jié)點(diǎn)nona被驅(qū)動(dòng)至Vss。所以，我們有不錯(cuò)的電軌-電軌柵級(jí)驅(qū)動(dòng)器，符合電源電壓要求，并且具有1.4V固定輸入閾值。

我們還需要說明另一個(gè)特性。請(qǐng)注意，在圖20中，更高的電源電壓會(huì)縮短延遲時(shí)間。這通過B_supplysensitivitya來實(shí)現(xiàn)，它向Cdelaya返回自身隨VDD變化的少量動(dòng)態(tài)電流。Rsupply_sensitivitya因?yàn)镃delaya電流會(huì)出現(xiàn)少量壓降，使得Cdelaya很大程度上作為純電容使用。將Cdelaya電流的副本返回給Cdelaya實(shí)際上會(huì)創(chuàng)建一個(gè)可控的可變電容器，Bsupply_sensitivitya內(nèi)部的數(shù)學(xué)運(yùn)算實(shí)際上會(huì)產(chǎn)生圖20所示的延遲與VDD關(guān)系曲線。

圖20. 仿真和數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線的先開后合式時(shí)序結(jié)果。

我們的電路在VDD=4V時(shí)，仿真得出的TON延遲為111ns，數(shù)據(jù)手冊(cè)曲線顯示的延遲為140nsVDD=15Vs時(shí)，仿真延遲為77ns，數(shù)據(jù)手冊(cè)中的延遲為60ns。并無太大關(guān)聯(lián)；我會(huì)留給讀者來完善Bsupply_sensitivity函數(shù)，以實(shí)現(xiàn)更好的結(jié)果。至少，先開后合式時(shí)序的差異在15ns和24ns之間會(huì)更好。

雖然，數(shù)據(jù)手冊(cè)沒有給出太多關(guān)于延遲和溫度關(guān)系數(shù)據(jù)，但是我在Cdelaya中增加了溫度項(xiàng)，至少在高溫條件下，模型仿真速度會(huì)減慢，如圖21所示。

圖21. 時(shí)序延遲與溫度的關(guān)系。

組合宏模型

圖22顯示了會(huì)成為分支電路的組合模擬開關(guān)。在晶體管符號(hào)位置為L(zhǎng)和W硬度值，而不是參數(shù)，并移除了所有激勵(lì)和I/O，以便連接引腳SA、D、SB、In、 VDD, Vss和Gnd_pin。

圖22. 組合SPDT分支電路spdt 40V.asc。

還提供了第二個(gè)邏輯接口，用于單刀雙擲對(duì)的另一個(gè)開關(guān)。ESD保護(hù)二極管置于模擬端口和Vss之間，以及邏輯輸入端和地之間。注意，上部邏輯接口器件和節(jié)點(diǎn)名稱中的“-a”后綴在下部接口中用“-b”后綴代替。Glogic_thresholdb接口的輸出與Glogic_thresholda表中的輸出反向，使得一個(gè)或另一個(gè)開關(guān)對(duì)能夠運(yùn)行，而不是同時(shí)開啟。

備用ESD保護(hù)方案包含受保護(hù)的引腳到VDD和Vss的二極管，以及VDD和Vss之間的箝位。數(shù)據(jù)手冊(cè)通常提供保護(hù)方案說明，漏電流則被分配到兩個(gè)電源。

在圖23所示的ADG333A.asc主示意圖中，給出了單刀雙擲分支電路的符號(hào)并用了四次。

圖23. ADG333A宏模型電路示意圖。

圖24顯示測(cè)試結(jié)構(gòu)的示意圖，用于驗(yàn)證最終的宏模型結(jié)果。

總結(jié)

我們已經(jīng)了解了如何為特定的模擬開關(guān)構(gòu)建不錯(cuò)的宏模型以及如何獲取參數(shù)，為實(shí)現(xiàn)物理器件的多個(gè)不同的半導(dǎo)體工藝提供支持，得出的宏模型具有一些缺陷，例如導(dǎo)通電阻及其差異、與電源和信號(hào)電平呈函數(shù)關(guān)系的電荷注入、寄生電容和其在電壓范圍內(nèi)的變化差異、邏輯接口延遲和泄漏等。我們希望宏模型對(duì)于模擬開關(guān)的實(shí)際性能仿真會(huì)有所幫助。